功率MOSFET的开关损耗计算方式是什么开关损耗的主要参数是什么(mos开关频率越高损耗)

励志文章 2023-08-06 00:43:45 -

style="text-indent:2em;">很多朋友对于功率MOSFET的开关损耗计算方式是什么开关损耗的主要参数是什么和开关电源损耗解决办法不太懂，今天就由小编来为大家分享，希望可以帮助到大家，下面一起来看看吧！

本文目录

该开关电源输出电压低，怎么破
请教：开关电源的开关频率对性能有什么影响
功率MOSFET的开关损耗计算方式是什么开关损耗的主要参数是什么
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该开关电源输出电压低，怎么破

1.输出级并联多个负载。正常工作后，负载需要较大的瞬态电流，导致电压瞬时降低，影响其他并联负载；

2.输出线路过长或过薄，导致线路损耗过大，导致线路间压降不小，最终导致电源模块输出电压到实际负荷两端，电压过低；

3.防反接二极管压降过大，一般二极管正压降为0.2~0.6V若电源模块输出为5，V电压，然后高导通压降二极管产生的电压降

4。会使后电路电压偏低，使其无法正常工作；

5.模块外围电路输入滤波器电感过大，导致内阻增大，电流约束增大。当负载突然变重时，电流供应不足，导致负载两端电压降低。

请教：开关电源的开关频率对性能有什么影响

1、开关频率越高，越容易滤波，输出纹波可以很小。

2、开关频率越高，开关管损耗越大，电源效率越低。3、开关频率越高，空间辐射越大，电磁辐射越大，屏蔽要求越高。

功率MOSFET的开关损耗计算方式是什么开关损耗的主要参数是什么

回复：理解功率MOSFET的开关损耗

功率MOSFET管的栅极电荷特性表述了柵极电压和栅极电荷的关系，结合栅极的电荷特性和漏极的导通特性可以直观而形象的理解MOSFET开通及关断过程。通常很多电子工程师知道，由于米勒电容的效应，MOSFET在开通及关断过程中产生开关损耗，在他们选型的时候，就会重点检查功率MOSFET管数据表的Qg和Ciss这两个参数，认为这两个因素主要影响开关损耗，本文将详细的分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。

1.MOSFET开关损耗

1.1开通过程中MOSFET开关损耗

功率MOSFET管的栅极电荷特性如图1所示，此特性图可以在MOSFET数据表中查到，开通的工作过程可以参阅相关的文献。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。

开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为:

其中:τ=(Rg+Ron)●Ciss，VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss为MOSFET输人电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。

VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为:

VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t1为:

VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为:

VGS处于米勒平台的时间t3为:

t3也可以用下面公式计算：

图1:MOSFET开关过程中栅极电荷特性

注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性，使栅极电压和和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。

MOSFET开通损耗主要发生t2和t3时间段。下面以一-个具体的实例下计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A,开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.50hm、关断的下拉电阻为0.50hm，所用的MOSFET为A04468，具体参数如下:Ciss=955pF，Coss145pF，Crss=112pF，Rg=0.50hm；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250uA，，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mOhm。

开通时米勒平台电压Vgp:

计算可以得到电感L=4.7uH，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V,可以计算得到:

开通过程中产生开关损耗为:

开通过程中，Crss和米勒平台时间13成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs,Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管时，但如果A管的Crss比B管大得多时，A管的开关损耗却有可能大于B管。因此在实际的选取MOSFET管，优先考虑米勒电容Crss的值。

减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电压，提高跨导，也可以降低t3时间从而降低开关损耗。但过低的阈值开启会使MOSFET容易受到干扰误导通，增大跨导将增加工艺复杂程度和成本。

1.2关断过程中MOSFET开关损耗

关断的过程如图1所示，分析和上面的过程相同，注意是就是此时要用PWM驱动器内部的下拉电阻0.5Ohm和Rg串联计算，同时电流要用最大电流即峰值电流6.727A来计算关断的米勒平台电压及相关的时间值:VGP=2+6.727/19=2.354V。

关断过程中产生开关损耗为:

Crss一定时，Ciss越大，除了对开关损耗有一定的影响，还会影响开通和关断的延时时间，开通延时为图1中的t1和t2，图2中的t8和t9。

2.Coss产生开关损耗与对开关过程的影响

2.1Coss产生的开关损耗

通常，在MOSFET关断的过程中，Coss充电，能量将储存电容Coss中，Coss同时也影响MOSFET关断过程中的电压的上升率dVDS/dt,Coss越大，dVDS/dt就越小，这样引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易产生EMI的问题。

但是，在硬开关的过程中，Coss又不会能太大，因为Coss储存的能量将在MOSFET开通的过程中，放电释放能量，将产生更多的功耗降低系统的整体效率，同时在开通过程中，产生大的电流尖峰。

开通过程中大的电流尖峰产生大的电流应力，瞬态过程中有可能损坏MOSFET，同时还会产生电流干扰，带来EMI的同题；另外，大的开通电流尖峰也会给峰值电流模式的PWM控制器带来电流检测的问题，需要更大的前沿消隐时间，防止电流误检测，从而降低了系统能够工作的最小占空比值。Coss产生的损耗为:

对于BUCK变换器，工作在连续模式时，开通时MOSFET的电压为输入电源电压。当工作在断续模式时，由于输出电感以输出电压为中心振荡，Coss电压值为开通瞬态时MOSFET的两端电压值，如图2所示。

图2:断续模式工作波形

1.2Coss对开关过程的影响

图1中VDS的电压波形是基于理想状态下，用工程简化方式来分析的。由于Coss存在，实际的开关过程中的电压和电流波形与图1波形会有一些差异，所图3所示。下面以关断过程为例说明。基于理想状态下，以工程简化方式，认为VDS在t7时间段内线性地从最小值上升到输入电压，电流在18时间段内线性地从最大值下降到0。

实际过程中，由于Coss影响，由于大部门电流从MOSFET中流过，流过Coss非常小，甚至可以忽略不计，因此Coss的充电速度非常慢，电流VDS上升的斜率也非常慢。也可以这样理解：正是因为Coss的存在，在关断的过程中，由于电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较低的电压，可以认为是ZVS，即0电压关断，功率损耗很小。

同样的，在开通的过程中，由于Coss的存在，电容电压不能突变，因此VDS的电压一直维持在较高的电压，实际的功率损耗很大。

在理想状态的工程简化方式下，开通损耗和关断损耗基本相同，见图1中的阴影所示。而实际的状态下，关断损耗很小而开通损耗很大，见图3中的阴影所示。

图3：MOSFET开关过程中实际波形

从上面的分析可以看出：在实际的状态下，Coss将绝大部分的关断损耗转移到开通损耗中，但是总的开关功率损耗基本相同。图4波形可以看到，关断时，VDS的电压在米勒平台起始时，电压上升速度非常慢，在米勒平台快结束时开始快速上升。

图4：非连续模式开关过程中波形

Coss越大或在DS极额外的并联更大的电容，关断时MOSFET越接近理想的ZVS。关断功率损耗越小，那么更多能量通过Coss转移到开通损耗中。为了使MOSFET整个开关周期都工作于ZVS，必须利用外部的条件和电路特性，实现其在开通过程的ZVS。如同步BUCK电路下侧续流管，由于其寄生的二极管或并联的肖特基二极管先导通，然后续流的同步MOSFET才导通，因此同步MOSFET是0电压导通ZVS，而其关断是自然的0电压关断ZVS，因此同步MOSFET在整个开关周期是0电压的开关ZVS，开关损耗非常小，几乎可以忽略不计，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所产生的导通损耗，选取时只需要考虑RDS(ON)而不需要考虑Crss的值。

注意到图1是基于连续电流模式下所得到的波形，对于非连续模式，由于开通前的电流为0，所以，除了Coss放电产生的功耗外，没有开关的损耗，即非连续模式下开通损耗为0。但在实际的检测中，非连续模式下仍然可以看到VGS有米勒平台，这主要是由于Coss的放电电流产生的。Coss放电快，持续的时间短，这样电流迅速降低，由于VGS和ID的受转移特性的约束，所以当电流突然降低时，VGS也会降低，VGS波形前沿的米勒平台处产生一个下降的凹坑，并伴随着振荡。